Compensazione della deriva di frequenza di risonanza per un'ampia gamma di emissioni di raggi X.

Compensazione della deriva di frequenza di risonanza per un'ampia gamma di emissioni di raggi X.

Astratto

Un generatore di raggi X medicale deve mantenere una tensione di uscita stabile, passando da 40 kV per la mammografia a 140 kV per la tomografia computerizzata (TC). La resistenza del tubo riflessa dal circuito primario diminuisce all'aumentare del carico, spostando la frequenza di risonanza e degradando l'ondulazione. Questo articolo presenta le equazioni di load-pulling, i tre problemi di controllo che ne conseguono e cinque fasi che riguardano la larghezza di banda del PLL, la progettazione dell'array di condensatori e la selezione dei componenti.

1. introduzione

Un singolo generatore di raggi X deve coprire un'area molto ampia. La mammografia viene eseguita a 40 kV e 100 mA per l'imaging a bassa energia. La radiografia toracica di routine viene eseguita a 80 kV e 200 mA. L'angiografia digitale a sottrazione (DSA) interventistica viene eseguita a 120 kV e 800 mA in fluoroscopia continua. La tomografia computerizzata viene eseguita da 120 kV a 140 kV e 1000 mA di picco all'interno di una rotazione di 0.25 s.

La tensione del tubo varia di quasi quattro volte, da 40 kV a 150 kV. La corrente del tubo varia di due ordini di grandezza, da 10 mA a 1000 mA. Il generatore deve mantenere una tensione di uscita stabile su tutto questo intervallo e il circuito risonante deve rimanere accordato al variare del carico.

Un inverter risonante a frequenza fissa gestisce male questa situazione. La resistenza riflessa del tubo modifica la frequenza di risonanza equivalente del circuito risonante di ±5% a ±10%. Un azionamento che rimane su una frequenza costante disallinea quindi il circuito risonante: l'efficienza diminuisce, l'ondulazione in uscita aumenta e la finestra ZVS si chiude.

Il problema viene risolto tramite due strati di compensazione. Un circuito ad anello ad aggancio di fase (PLL) traccia il punto di risonanza in tempo reale, mentre una matrice di condensatori commutati sposta il circuito risonante a piccoli passi. Entrambi i sistemi dipendono dalla qualità dei componenti. Il condensatore deve avere un basso fattore di dissipazione (DF) e un basso coefficiente di temperatura. La resistenza di rilevamento deve avere una bassa induttanza e tolleranze ristrette.

2. Meccanismo fondamentale

2.1 Il tubo come carico non lineare

Un tubo a raggi X si comporta come un resistore non lineare e la sua resistenza diminuisce all'aumentare della corrente del tubo. In condizioni di regime stazionario, la resistenza equivalente è data da:

R_X = V_tube² / P_tube

dove R_X è la resistenza equivalente del tubo, V_tube la tensione del tubo e P_tube la potenza del tubo. A 80 kV e 16 kW, R_X è pari a 400 kΩ. A 120 kV e 80 kW, R_X è pari a 180 kΩ. La resistenza di carico varia quindi di oltre il doppio nell'intervallo clinico.

Riferita al trasformatore elevatore, tale resistenza appare ai capi del circuito risonante primario come una resistenza variabile in parallelo con il condensatore in parallelo. Essa modifica sia il fattore di qualità Q che la frequenza di risonanza del circuito risonante.

2.2 Attrazione del carico della frequenza di risonanza

Per un convertitore LCC, la resistenza di carico riflessa R_ac è in parallelo con il condensatore in parallelo C_p. La frequenza di risonanza equivalente diventa:

f_r' = f_r · √(1 − 1/(Q² · (1 + k)²))

dove f_r' è la frequenza di risonanza sotto carico, f_r la frequenza di risonanza a vuoto, Q il fattore di qualità del serbatoio e k il rapporto tra la capacità in parallelo e quella in serie.

Man mano che il carico aumenta, R_ac diminuisce, Q diminuisce e f_r' si avvicina a f_r. La caratteristica di fase cambia molto più della frequenza, ed è questo spostamento che viola la condizione ZVS.

La frequenza di risonanza a vuoto deriva dai componenti del serbatoio:

f_r = 1 / (2π · √(L · C))

dove L è l'induttanza risonante totale in serie e C la capacità risonante efficace.

2.3 Un esempio pratico di DSA

Un generatore da 120 kV utilizza un'induttanza in serie di 50 µH, una capacità in serie di 47 nF e una capacità in parallelo di 10 nF. La frequenza di risonanza a vuoto è di circa 100 kHz e il fattore di merito Q è di circa 15. Sotto fluoroscopia a 120 kV e 800 mA, la resistenza del tubo è di 150 kΩ e la resistenza primaria riflessa è di circa 15 Ω. Il fattore di merito Q scende a circa 3 e il punto di risonanza si sposta a circa 97 kHz.

Se la frequenza di pilotaggio rimane a 100 kHz, il rapporto tra frequenza di pilotaggio e frequenza di risonanza è pari a 1.03. Lo spostamento di frequenza è solo del 3%, ma l'angolo di fase passa da -30° a -60°. La perdita di commutazione aumenta di circa il 40% e l'ondulazione in uscita cresce dallo 0.3% allo 0.8%.

2.4 Perché il tracciamento a ciclo aperto non è sufficiente

Un circuito a fase agganciata (PLL) individua il punto di attraversamento dello zero della corrente di risonanza e regola la frequenza di pilotaggio a ogni ciclo di commutazione. Questo funziona finché il punto di risonanza rimane fisso. Nella fluoroscopia continua DSA, la corrente del tubo cambia senza interruzioni, quindi il punto di risonanza si sposta continuamente e un circuito a bassa frequenza è sempre in ritardo.

Un'architettura a tre livelli colma il divario: un PLL veloce per il tracciamento, un PID digitale per la precisione dell'uscita e un array di condensatori per la selezione grossolana della banda. Il rilevamento della corrente pone il limite alla velocità del PLL. Se la resistenza di rilevamento ha un'induttanza di 50 nH, la reattanza induttiva a 100 kHz raggiunge decine di mΩ e distorce la forma d'onda campionata. Il circuito si aggancia quindi alla fase errata.

Figura 1 — Il circuito risonante passa da 105 kHz a basso carico a 95 kHz a piena corrente; lo spostamento del 3% comporta un aumento del 40% delle perdite di commutazione e raddoppia l'ondulazione.

3. Punti critici di ingegneria

Punto critico 1: Il ciclo è più lento dell'interruttore di esposizione

In DSA, l'operatore cambia la modalità di esposizione ogni 1-3 secondi. Ogni cambio rappresenta un passo di carico e il circuito deve riagganciarsi entro pochi cicli di commutazione. Un PLL analogico ha una larghezza di banda del circuito compresa tra 10 kHz e 20 kHz. Un PLL digitale aggiunge la latenza dell'ADC e il tempo dell'algoritmo, che possono raggiungere decine di µs.

Un sistema DSA necessitava di circa 15 cicli di commutazione, ovvero 150 µs, per riagganciarsi dopo un passaggio dalla fluoroscopia a 80 kV e 200 mA all'angiografia a 120 kV e 600 mA. L'intervallo di comando era di 50 µs, quindi i primi 3 o 4 impulsi venivano eseguiti con una deviazione di kV superiore al 5%.

Punto critico 2: Individuare il punto di risonanza non è la stessa cosa che trovare quello migliore.

Un PLL si aggancia al punto di risonanza del carico di corrente, qualunque esso sia. Le impedenze parassite del trasformatore e del condensatore non sono lineari lungo la banda, quindi il picco di efficienza si trova in prossimità di alcune frequenze specifiche. Tra un carico leggero di 80 kV e 100 mA e un carico pesante di 120 kV e 1000 mA, la frequenza di risonanza varia da 105 kHz a 95 kHz. Le impedenze parassite del trasformatore rendono il fattore di merito Q vicino a 95 kHz inferiore al Q vicino a 100 kHz. Un PLL può agganciarsi a 95 kHz e perdere comunque più del 10% di efficienza.

Punto critico 3: l'array di condensatori comporta un costo in termini di affidabilità

L'array viene commutato tramite relè ad alta tensione o tiristori attivati ​​dalla luce. Un relè è lento, con tempi di risposta da 10 ms a 100 ms, ma presenta una bassa resistenza di conduzione. Un tiristore commuta in meno di 1 ms, ma introduce perdite di conduzione. In entrambi i casi, le frequenti commutazioni causano usura e il DSA può commutare decine di volte al minuto.

Anche la capacità di ogni stadio deve essere bilanciata. Se uno stadio non è bilanciato, il punto di risonanza salta troppo in corrispondenza dell'interruttore e il circuito di controllo non riesce a stabilizzarsi. Il bilanciamento degli stadi fa la differenza tra una transizione fluida e un artefatto visibile nell'immagine.

4. Fasi di progettazione

Strategia 1: Realizzare un PLL digitale veloce con previsione del carico

Campionare la corrente di risonanza con un ADC a 5 MSPS o superiore ed eseguire il PLL su un FPGA o DSP. Portare la larghezza di banda del loop a 50 kHz o 100 kHz. Aggiungere un filtro di Kalman per prevedere l'andamento del carico e regolare la frequenza di pilotaggio prima dell'arrivo del gradino di carico. Utilizzare una resistenza di rilevamento planare inferiore a 5 nH, poiché un errore di fase nella forma d'onda campionata sposta il punto di aggancio.

Strategia 2: Suddividere la capacità in parallelo in stadi commutati

Dividere la capacità parallela totale in due o quattro stadi a ponderazione binaria, ad esempio 1 nF, 2 nF, 4 nF e 8 nF. Commutarli con relè a ritenuta magnetica, che mantengono lo stato con potenza di mantenimento nulla e raggiungono 10⁷ cicli meccanici. Utilizzare una sequenza di interruzione prima della chiusura in modo che due stadi non conducano mai contemporaneamente. Schermare gli stadi con una tolleranza di ±2% in modo che il punto di risonanza si sposti a passi uniformi.

Strategia 3: Mantenere costanti i parametri di condensatore e resistenza al variare della temperatura

Ogni stadio dell'array deve seguire gli altri. Un dielettrico di classe I come N4700 La capacità rimane entro lo 0.35% da -30 °C a +85 °C con un coefficiente di temperatura di ±30 ppm/°C. Il fattore di dissipazione (DF) rimane inferiore allo 0.1% da 20 kHz a 200 kHz, quindi il fattore di qualità (Q) rimane elevato ovunque il PLL si agganci.

La resistenza di rilevamento necessita di una propria stabilità. A ±50 ppm/°C il rapporto di rilevamento rimane invariato, mentre una parte a ±200 ppm/°C varia dell'1.7% su un aumento di 85 °C e trascina con sé la compensazione PID.

Strategia 4: Ottimizzare contemporaneamente frequenza, capacità e ciclo di lavoro.

Considera i tre controlli come un unico spazio. Usa l'uscita del PLL come impostazione grossolana, l'array di condensatori come passo intermedio e il duty cycle del PWM come regolazione fine. Memorizza le combinazioni migliori per le impostazioni di esposizione tipiche, come 40 kV e 100 mA, 80 kV e 200 mA, 120 kV e 800 mA e 140 kV e 1000 mA. Una tabella di consultazione fornisce un punto di partenza rapido e il PLL effettua la regolazione da lì.

Strategia 5: Aggiungere un ammortizzatore e un morsetto

Metti un circuito di smorzamento RCD all'uscita del ponte inverter per assorbire i picchi di commutazione. Usa un resistore a film spesso adatto per potenza impulsiva di 10 W o superiore, insieme a un condensatore HV a bassa perdita. Fissare la guida con un diodo HV a recupero rapido che si disattiva al di sotto dei 50 ns. Queste parti proteggono gli interruttori e il condensatore risonante durante le variazioni di carico.

Parametro del componente	Valore tipico	Condizione di test
Tensione nominale (serie HVCT8G)	10 kV DC	Hi-pot 1.5× per 60 s
Capacità	4700 pF ±20% (472M)	1 MHz, 1 V rms
ESR a 1 MHz	inferiore a 50 mΩ	-
Induttanza di anello (accordo E40)	inferiore a 8 nH	Distanza tra i terminali: 40 mm
resistenza di isolamento	superiore a 10 GΩ a 500 V CC	25 °C, 60% UR
Range di temperatura	da -40 °C a +125 °C	Serie IEC 60068-2
Capacità di misurazione di impulsi dv/dt	oltre 50 kV/µs	a tensione nominale

5. Condensatori HVC N4700 per risonanza ad ampio raggio

Il tracciamento ad ampio raggio richiede stadi di condensatori che mantengano la fase e un percorso di rilevamento che riporti la fase senza errori. HVC produce componenti N4700 per il primo e resistori planari per il secondo, in uno stabilimento di proprietà di 6,000 m² a Dongguan, per una gamma da 1 kV a 150 kV.

Sei parametri importanti in questo caso

• TCC ±30 ppm/°C. Tutti gli stadi dell'array si spostano insieme, quindi il punto di risonanza si mantiene dopo un cambio di stadio e il circuito di controllo non necessita di continue regolazioni.
• DF inferiore allo 0.1%. Da 20 kHz a 200 kHz la tangente di perdita rimane inferiore allo 0.1% e Q rimane superiore a 1000, quindi l'efficienza del circuito risonante non diminuisce quando il PLL si sposta dalla frequenza nominale.
• Resistori di rilevamento a bassa induttanza. Resistori planari HVRGHP fornire un'induttanza inferiore a 5 nH, una tolleranza di ±1% e un coefficiente di temperatura di ±50 ppm/°C, in modo che la corrente campionata mantenga la sua fase reale e il PID rimanga entro ±0.5%.
• PD inferiore a 5 pC a una tensione pari a 1.5-2 volte la tensione nominale. L'array commuta migliaia di volte e la bassa PD impedisce che ogni commutazione eroda ulteriormente il dielettrico.
• Opzioni del pacchetto. Un Condensatore per maniglia HVCT8G Prende la guida ad alta tensione con montaggio a vite da M6 a M12 e la serie con terminali radiali copre l'array con diametri del corpo da 8 mm a 30 mm.
• Riferimento incrociato ai marchi di primo livello. I componenti HVC corrispondono ai parametri elettrici e alle dimensioni del package di Vishay HVCC, KEMET a conduttori radiali, Murata DHS/DHR e TDK UHV/FHV, e vengono utilizzati nella produzione di generatori medicali ad alto volume.

Consegna e supporto

I componenti standard vengono spediti in 4-8 settimane, mentre i set con abbinamento di stadi vengono spediti in 6-10 settimane. Il team di ingegneria applicativa di HVC offre supporto per la simulazione di serbatoi, la messa a punto dei parametri PLL, l'abbinamento di array e la selezione di snubber. Inviate la gamma di tensione e corrente di uscita, la banda di frequenza di commutazione e il numero di stadi dell'array. HVC vi restituirà un foglio di abbinamento degli stadi con i codici dei componenti e i dati DF entro cinque giorni lavorativi.

6. Domande frequenti

D1: Perché la frequenza di risonanza cambia al variare della corrente del tubo?

Poiché la resistenza del tubo si riflette sul circuito primario in parallelo con il condensatore in parallelo. A 80 kV e 16 kW la resistenza del tubo è di 400 kΩ, mentre a 120 kV e 80 kW è di 180 kΩ. Un carico maggiore riduce il fattore di merito Q, e la frequenza di risonanza equivalente si sposta verso il valore a vuoto, mentre l'angolo di fase si sposta ulteriormente.

D2: Qual è l'entità accettabile dello spostamento di frequenza?

Dipende dal margine di fase, non solo dalla frequenza. In un esempio a 120 kV, il punto di risonanza si è spostato solo del 3%, da 100 kHz a 97 kHz, ma l'angolo di fase si è spostato da -30° a -60°. La perdita di commutazione è aumentata di circa il 40% e l'ondulazione è cresciuta dallo 0.3% allo 0.8%. Monitorate la fase, non solo la frequenza.

D3: Perché non far funzionare il PLL a una frequenza fissa per ogni esposizione?

Poiché il circuito risonante si desintonizza lungo l'intera gamma. Un PLL segue il punto di risonanza del carico di corrente, ma il picco di efficienza si trova in prossimità di alcune frequenze specifiche in cui i parametri parassiti del trasformatore e del condensatore si comportano bene. L'aggancio a 95 kHz invece che a 100 kHz può comportare una perdita di efficienza superiore al 10%, anche con il circuito agganciato.

D4: Di quanti stadi a condensatori commutati ho bisogno?

In genere, da due a quattro stadi a ponderazione binaria coprono un intervallo di frequenze tipico delle applicazioni mediche, ad esempio 1 nF, 2 nF, 4 nF e 8 nF. Ogni stadio gestisce una sottobanda, quindi il PLL deve solo regolare la frequenza all'interno di una finestra ristretta. È necessario che gli stadi siano allineati con una tolleranza di ±2%, altrimenti il ​​punto di risonanza salta troppo in corrispondenza della commutazione e il circuito non riesce a stabilizzarsi.

Q5: Cosa limita l'induttanza del resistore di rilevamento?

L'errore di fase nella corrente campionata. A 50 nH, la reattanza induttiva a 100 kHz raggiunge decine di mΩ e distorce la forma d'onda a sufficienza da spostare il punto di aggancio. Una resistenza planare inferiore a 5 nH rende tale reattanza trascurabile. Una tolleranza ristretta e un coefficiente di temperatura di ±50 ppm/°C mantengono stabile il rapporto di rilevamento al riscaldarsi dell'involucro.

D6: Come interagiscono il condensatore e il circuito di controllo?

Il circuito può seguire solo un bersaglio che rimane fermo. Se la capacità varia con la temperatura, il punto di risonanza si sposta per ragioni che il circuito non riesce a separare da una variazione di carico. Una capacità entro lo 0.35% da -30 °C a +85 °C e un fattore di dissipazione (DF) inferiore allo 0.1% su tutta la banda consentono al circuito di funzionare solo in presenza di variazioni di carico.

7. Riferimenti

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